Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc




Скачать 470.24 Kb.
НазваниеЭммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc
страница1/6
Дата18.05.2013
Размер470.24 Kb.
ТипЛитература
  1   2   3   4   5   6

Обработка сигналов в радиотехнических системах



На примере анализа модельных сигналов МРЛС, показана эффективность системного спектрального анализа как нового комплексного метода анализа сигналов с усложненной частотно-временной структурой излучения.

Литература

1. Малла С. Вейвлеты в обработке сигналов. : Пер. с англ. ЁC М.: Мир, 2005. ЁC 671 с.

2. Айфичер Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. : Пер. с англ. ЁC М.: Издательский дом «Вильямс», 2004. ЁC 992 с.

3. Phillip E. Pace. Detecting and Classifying Low Probability of Intercept Radar 2009. ARTECH HOUSE, 685 Canton Street Norwood.


ANALYSIS OF LOW PROBABILITY OF INTERCEPT (LPI) RADAR SIGNALS, BASED ON COMPLEX TIME-FREQUENCY DISTRIBUTION METHOD

Korotkov A.

Scientific and research institute “Vector”


Nowadays processing of LPI radar signals is very important. Usually, signals of LPI radar are nonstational, nonlinear and have ultra wide band and low peak power.

Very often, applying only traditional time-frequency analysis (TFA) techniques, based on Fourier transform, is not efficient. In this case, developing the new approaches is an important task.

Also we can resort to Wigner distribution and Wavelet transform for analysis of time-frequency structure of these signals.

However, only applying the complex method of TFA, based on three different TFA methods, is more efficient. It will give us the possibility to take over the disadvantages of one methods by the advantages of the other.

The complex method includes 3 steps.

The first step consists of receiving of the signal, analog to digital conversion and preprocessing (Hilbert transform and filtering).

The second step includes applying discrete Fourier transform (DFT) and further prйcising of the DFT result, by Wigner distribution and Wavelet transform.

The third step contains classification and taking decision.

„o„o„o„o„o„Y„o„o„o„o„o


ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПЕЛЕНГА ВОЗДУШНОЙ ЦЕЛИ НАЗЕМНОЙ СТАНЦИЕЙ НАВЕДЕНИЯ ОТНОСИТЕЛЬНО ОСИ РАКЕТЫ В ИНВЕРСНОЙ ПОЛУАКТИВНОЙ СИСТЕМЕ САМОНАВЕДЕНИЯ

Лайко E.А.

Федеральное Государственное образовательное учреждение высшего

профессионального образования «Военная академия войсковой противовоздушной обороны Вооруженных Сил Российской Федерации

имени Маршала Советского Союза А. М. Василевского»


Одной из существенных проблем радиолокационной скрытности наземных станций наведения в полуактивных и комбинированных системах управления является необходимость длительного радиоизлучения в сторону пеленгуемого воздушного объекта (ВО). Традиционная полуактивная система самонаведения зенитного ракетного комплекса (ЗРК) включает наземную станцию подсвета и зенитную управляемую ракету (ЗУР) с пассивным радиопеленгатором радиолокационной головки самонаведения (РГС), принимающим отраженные от ВО сигналы [1], обрабатываемые известными методами радиопеленгации [2].

Основным недостатком традиционных полуактивных систем является их низкая радиолокационная скрытность, обусловленная тем, что наземная станция подсвета вынуждена излучать сигнал в направлении ВО, пеленгуемой со стороны ЗУР. Скрытность наземных средств управления можно повысить применением обратной или инверсной полуактивной системы самонаведения, суть которой заключается в том, что РГС ЗУР излучает в направлении ВО сама, а сигналы, отраженные от ВО, принимаются на земле станцией управления (СУ). При этом СУ на земле по отраженным от ВО сигналам должна определять углы рассогласования ВО относительно оптической оси антенны РГС.

На рис. 1 представлена структурная схема инверсной полуактивной бистатической системы самонаведения с частотным разделением каналов. Радиолокационная головка самонаведения ЗУР имеет антенну, состоящую из четырех секторов 1, 2, 3 и 4 с характеристиками направленности на передачу µ § и µ §, где µ § и µ § ЁCуглы рассогласования ВО относительно равносигнального направления антенны РГС в вертикальной и горизонтальной плоскостях. К каждому из этих секторов подключены передатчики (ПРД), которые формируют для соответствующих секторов антенны радиосигналы на несущих частотах f1, µ §, µ §, µ §, где ѓґf ЁC шаг перестройки частоты.

Сигналы на частотах f1, f2, f3 и f4 излучаются секторами антенны в направлении ВО, рассеиваются им и достигают антенны наземной СУ, коэффициент направленного действия антенны которой в направлении ВО для каждой из частот равен µ §и µ §соответственно.

Для обеспечения когерентности обработки предусмотрена возможность передачи опорных сигналов с ЗУР на землю (рис. 1). Поэтому ЗУР имеет опорную антенну, которая излучает опорные сигналы на четырех частотах. Причем для развязки опорных сигналов от сигналов, отраженных от ВО, перед излучением опорных сигналов необходимо перенести их в другой диапазон частот. В частности такую операцию можно выполнить на цифровых делителях частоты, способных функционировать на частотах свыше 8 ГГц.

µ §

Рис. 1. Структурная схема инверсной полуактивной системы


Частоты опорных сигналов делятся в N раз, затем смешиваются в сумматоре и поступают на общую передающую антенну опорного канала ЗУР. Опорный приемник СУ принимает опорные сигналы, усиливает их и передает в преобразователь частоты, на который поступает также сигнал с местного гетеродина на частоте µ §. После преобразования спектр опорных сигналов на частотах µ §, µ §, µ §и µ § переносится на промежуточные частоты, равные µ §, µ §, µ § и µ §. Перенос опорных частот на промежуточную выполняется для обеспечения разделения сигналов на частотные каналы, т.к. разница между ними может составлять от единиц до десятков мегагерц. При такой разнице частот отделить их на СВЧ сложно из-за трудностей изготовления узкополосных полосовых фильтров.

На промежуточных частотах опорные сигналы выделяются полосовыми фильтрами опоры (рис. 1), каждый из которых настроен на свою промежуточную частоту. После разделения опорных частот они тем же сигналом местного гетеродина переносятся по частоте вверх, тем самым устраняется сдвиг фазы, вносимый местным гетеродином. После преобразователей частоты каждый выделенный опорный сигнал поступает на умножитель частоты, коэффициент умножения которого равен N. Таким образом, на преобразователи частоты головного приемника СУ будут раздельно поступать четыре опорных сигнала, каждый в свой преобразователь. После преобразования и фильтрации низкой частоты можно получить комплексные огибающие сигналов, изменяющиеся с частотами Доплера µ §,µ §,µ § иµ §, которые определяются изменением расстояний прохождения головных и опорных сигналов.

Амплитуды разностных и суммарного сигналов можно определять как [3]:


µ §; (1)

µ §; (2)

µ §; (3)


Анализ (1ЁC3) показывает, что в составе сигналов разностных и суммарного каналов присутствуют комплексные амплитуды с паразитной разностью фаз, определяемой разностью частот излучения. Поэтому прежде чем оценивать пеленги, необходимо в сигналы второго, третьего и четвертого парциалов внести поправки на разность фаз µ §, 2µ § и 3µ §, обусловленной текущей геометрией объектов на момент начала накопления выборки, когда дальности равны µ §, µ §и µ §.

Для знания значений начальной фазы надо знать значения дальностей на текущий момент времени. Например, суммарная ошибка знания дальностей в 5 м выливается в 6µ §ошибки оценки разности фаз. Поэтому каждый раз при оценивании пеленгов необходимо различными методами поиска подбирать адекватные значения разности фаз, изменение которых следует экстраполировать на следующий такт оценивания. После экстраполяции необходимо при наличии комплексных амплитуд звенящих фильтров ДПФ.

При одной и той же разности частот излучения разность фаз µ § между сигналами на соседних частотах одинакова. Ее величина находится в пределах от нуля до 360 градусов. Эту разность фаз можно искать по максимуму суммарного сигнала. Введем векторы амплитуд суммарного и разностных каналов канала в k-м дискрете Доплера вида

µ §,

µ §,

µ §.

и фокусирующий вектор µ §.

Построим результирующую амплитуду суммарного канала в виде µ §. (4)

Изменяя угол фазирования ц от 0 до 360є, найдем значение фазы ц, при которой преобразование Фурье µ § имеет максимум (рис. 2).

Рис. 2. Дискретные преобразования Фурье для различных фокусирующих множителей с фазой ц


Найдя значение фазы, при которой суммарная амплитуда (4) имеет максимум, используем эту фазу для фазирования разностных каналов, т. е. µ §; (5)

µ §. (6)

Найдя сфокусированные комплексные амплитуды суммарного и разностных каналов для величины ц, при которой амплитуда суммарного канала достигает максимума, можно определить пеленги ВО по углу места и азимуту относительно равносигнального направления антенны РГС ЗУР (рис. 3).

де°

дв°

Рис. 3. Пеленги ВО (истинный и после фокусировки по сигналам)

Таким образом, при построении инверсной полуактивной системы самонаведения одним из важных вопросов является фазовая фокусировка доплеровских портретов, которая необходима в связи с разностью частот излучения парциалами антенны. В настоящей статье показан вариант фазовой фокусировки доплеровских спектров методом максимума суммарного сигнала. Для фокусировки можно также использовать и методы минимума среднеквадратической оценки, и им подобные методы, приводящие, так или иначе к одному и тому же результату.

Для реализации инверсной полуактивной системы можно использовать и временное разделение каналов, однако в этом случае также потребуется фазовая фокусировка доплеровских портретов, компенсирующая сдвиги фаз за счет движения ВО. Таким образом, анализ моделей сигналов показывает возможность применения фазовых методов пеленгации в инверсных бистатических радиолокационных системах при условии фазовой фокусировки сигналов.

Литература

Демидов В. П., Кутыев Н. Ш. Управление зенитными ракетами. 2-е изд., перераб. и доп. М., Воениздат, 1989. ЁC 335 с.

Леонов А. И., Фомичев К. И. Моноимпульсная радиолокация. 2-е изд. М., Радио и связь, 1984. ЁC 312 с.

Лайко Е. А., Григорян Д. С. Моноимпульсная пеленгация цели в наземной точке приема относительно бортовой станции подсвета в бистатической радиолокационной системе Радиолокация навигация связь. Том 3. 2010. ЁC 2254 ЁC 2261с.


THE AIR OBJECT BEARING MEASUREMENT BY THE GROUND-CONTROLLED INTERCEPTION STATION ABOUT THE AXIS OF THE ROCKET IN THE INVERSION SEMI-ACTIVE GUIDANCE SYSTEM

Layko E.

Federal State Military Educational Institution of Higher Professional Education «Russian

Federation Armed Forces Army Air Defense Military Academy named after Marshal of the

Soviet Union A. M. Vasilevsky»


One of the important problems of the radar reserve ground controlled interception stations in semi-active and combined control systems is the necessity of long-term emission apart the taking bearings air object. Traditional semi-active guidance system includes a ground station illumination, emitting apart an air object (AO), and control object (CO) with a passive finder, receiving reflected signals from the AO. Reflected AO signals received by radio direction-finder are processed by known monopulse direction finding methods.

One may raise the reserve of ground control media applying the reverse or inverted semi-active guidance system, which is based on the fact that CO emits itself apart the taking bearings air object, and the reflected AO signals are taking by the ground control station (CS). In this case, the ground CS according to the reflected AO signals angles must determine the AO mismatching angels relatively the optical axis of the CO antenna

The question arises, are there mismatching angels measurements on the ground between the direction apart the taking bearings AO and the direction of the CO antenna optical axis according the emitted CO antenna signals.

The purpose of work is to prove the method of radiation of the radio waves by antenna apart AO and the method of their processing on the ground for the measuring AO bearing relatively CO.

When applying the inverse bistatic system with phase direction-finding methods one of the important theoretical questions is the Doppler portraits phase focusing, which is required in connection with the frequency difference of the partial radiation antenna. This article shows a variant of Doppler spectra phase focusing by the method of maximum total signal. The proposed method can be fined in advanced semi-active radar systems in which the inverse bistatic radiolocation will be used. For the focusing one can also use the methods of the minimum mean squared error, as well as other methods that lead to the same result. One can use the temporary channel separation for the realization of the inverse bistatic system, but the Doppler portraits phase focusing will be inquired here, which compensates the phase shifts expense the target movement.

„o„o„o„o„o„Y„o„o„o„o„o


СХЕМА ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ НА ОСНОВЕ ЦИФРОВОГО ФИЛЬТРА В ЗАДАЧАХ ОБРАБОТКИ ФМ2 и ФМ4 СИГНАЛОВ


Логинов А.А., Марычев Д.С., Морозов О.А., Хмелев С.Л.


(Научно-исследовательский физико-технический институт Нижегородского Государственного университета им. Н.И. Лобачевского)


В настоящее время схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) находят широкое применение в различных областях прикладной физики и техники, таких как радиолокация, радионавигация, связь, различные следящие системы, в которых возникает проблема синхронизации двух и более квазипериодических процессов. В данной работе рассматривается обобщенная модель схемы фазовой автоподстройки частоты, которая может применяться при решении широкого круга задач без существенных программно-аппаратных затрат при ее практической реализации на цифровых сигнальных процессорах и/или программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС).

Как правило, в цепях формирования сигналов управления ФАПЧ используются фильтры высоких порядков, что приводит к увеличению характерного времени отклика системы на входное воздействие и может приводить к увеличению времени входа системы в синхронизм. Это особенно важно в задачах, связанных с обнаружением и обработкой коротких сообщений, например, для сетей с временным разделением доступа длительность процесса синхронизации является параметром, определяющим успешность работы в целом. Управление величиной характерного времени отклика возможно за счет применения специальных методов формирования сигнала ошибки и выбора алгоритма подстройки. Ограничения, связанные с шириной частотного диапазона преодолеваются за счет использования цифровой обработки, а необходимая гибкость при решении задач различных типов достигается путем применения линейной фильтрации.

Рассматриваемая в работе схема фазовой автоподстройки частоты (рис. 1) включает в себя цифровой фильтр с комплексными коэффициентами, характеризующийся частотой µ § и фазой µ §, устройство перемножения действительной и мнимой компонент его выходного сигнала, а также блок управления. Считается, что µ § имеет размерность радиан, а µ § является безразмерной величиной и измеряется в долях частоты дискретизации µ §. Время полагается дискретным и может быть представлено как µ §, где µ §, а µ § - целое число. Совокупность фильтра и перемножителя представляет собой аналог классического фазового детектора с перестраиваемой дискриминационной характеристикой и в данной работе обозначается как управляемый фазовый детектор (УФД).


В случае, когда импульсная характеристика фильтра имеет вид:

µ §, (1)

где µ § - число ненулевых отсчетов, µ § и µ § - подстраиваемые параметры, а входной сигнал:

µ §, (2)
  1   2   3   4   5   6

Похожие:

Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconКонспект лекций. М., 2007
Айфичер, Э. Цифровая обработка сигналов = Digital Signal Processing. A practical Approach : пер с англ. / Э. Айфичер, Б. Джервис....
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconАдаптивная обработка сигналов
Обработки сигналов» и «Радиотехнические цепи и сигналы». Знания и навыки, полученные при изучении дисциплины «Адаптивные системы»,...
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconЦифровая обработка сигналов
...
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconЛитература. Обработка изображений
Ярославский Л. П. Цифровая обработка сигналов в оптике и голографии. М.: Радио и связь, 1987. 296 с
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconФеер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра: Пер с англ. / Под ред. В. И. Журавлева
Санников В. Г. Синтез финитных сигналов Найквиста, согласованных с телефонным каналом связи
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconВопросы к экзамену по курсу «Цифровая обработка сигналов и сигнальные процессоры в системах подвижной радиосвязи»
...
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconЛекция посвящена перспективной области человеческих знаний цифровой обработке сигналов, то есть обработке средствами вычислительной техники последовательностей равноотстоящих во времени и пространстве отсчетов
Цифровая обработка сигналов: микропроцессоры, платы, средства разработки, программное обеспечение 11
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconДоклад. Спецтема Рук
Заседание секции "Цифровая обработка сигналов " Московского отделения нторэс им. А. С. Попова
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconОбразцы ссылок на литературные источники
Оппенгеймер А. В., Шафер Р. В. Цифровая обработка сигналов. – М.: Связь, 1979. – 416 с
Эммануил С., Джервис Барри У. Цифровая обработка сигналов. Пер с англ. Ёc iconГадзиковский В. И. Теоретические основы цифровой обработки сигналов / В. И.
Гадзиковский В. И. Цифровая обработка сигналов. Вып Теоретические основы цифровой обработки сигналов / В. И. Гадзиковский. — Екатеринбург:...
Разместите кнопку на своём сайте:
Библиотека


База данных защищена авторским правом ©lib.znate.ru 2014
обратиться к администрации
Библиотека
Главная страница